【什麼是信號IQ星座圖】數位訊號調變 |通信裏星座圖到底是什麼意思啊 |如何理解I |

幾日看了些這方面資料,答一下,雖然樓主問題時間了,但是希望能夠看到人提供些思路。

文章參考了很多前輩們資料,參考文獻後面備註,如需請尋。

要説星座圖,要IQ調製説起:

t=-1:0.001:1;f=1;y=cos(2*pi*2*f*t);subplot(1,2,1);plot(t,y);y=sin(2*pi*2*f*t);subplot(1,2,2);plot(t,y);

前面我們講了IQ調製和解調原理,下來我們看一下如何應用IQ調製來現MPSK調製(QPSK、8PSK)、MQAM調製(16QAM、64QAM)。 瞭解一下BPSK(Binary
Phase Shift Keying,二相相移鍵控)

%輸入信號>>
subplot(4,1,1);>> t=0:0.001:8;>> d=[0 0 ;0.5 1;1 1;1.5 0;2 1
;2.5 1;3 0;3.5 0;4 0;4.5 1 ;5 1 ;5.5 0 ;6 1 ;6.5 1 ;7 0 ;7.5 0];>>
s=pulstran(t-0.25,d,’rectpuls’,0.5);plot(t,s) ;>> axis([0 8 -0.5 1.5]);>> text(0.25,1.2,’0′) ;
text(0.75,1.2,’1′) ; text(1.25,1.2,’1′) ; text(1.75,1.2,’0′) ; >> text(2.25,1.2,’1′) ;
text(2.75,1.2,’1′) ; text(3.25,1.2,’0′) ; text(3.75,1.2,’0′) ;>> text(4.25,1.2,’0′) ;
text(4.75,1.2,’1′) ; text(5.25,1.2,’1′) ; text(5.75,1.2,’0′) ; >> text(6.25,1.2,’1′) ;
text(6.75,1.2,’1′) ; text(7.25,1.2,’0′) ; text(7.75,1.2,’0′) ;% I路信號>> subplot(4,1,2);>> t=0:0.001:8;>> a=1/sqrt(2);>> d=[0 -a ;1 +a;2 -a;3 +a; 4 -a
;5 +a;6 -a;7 +a];>>
s=pulstran(t-0.5,d,’rectpuls’);plot(t,s) ;>> axis([0 8 -2 2]);>> text(0.5,1.5,’-0.7′) ;
text(1.5,1.5,’+0.7′) ;text(2.5,1.5,’-0.7′) ;text(3.5,1.5,’+0.7′);>> text(4.5,1.5,’-0.7′) ;
text(5.5,1.5,’+0.7′) ;text(6.5,1.5,’-0.7′) ;text(7.5,1.5,’+0.7′);% Q路信號>> subplot(4,1,3);>> t=0:0.001:8;>> d=[0 +a;1 -a;2 -a;3 +a; 4 +a;5
-a;6 -a;7 +a];>>
s=pulstran(t-0.5,d,’rectpuls’);plot(t,s) ;>> axis([0 8 -2 2]);>> text(0.5,1.5,’+0.7′) ;
text(1.5,1.5,’-0.7′) ; text(2.5,1.5,’-0.7′) ; text(3.5,1.5,’+0.7′)>> text(4.5,1.5,’+0.7′) ;
text(5.5,1.5,’-0.7′) ; text(6.5,1.5,’-0.7′) ; text(7.5,1.5,’+0.7′)%QPSK調製信號>> subplot(4,1,4);>> t=0:0.001:8;>> d1=[0 -a ;1 +a;2 -a;3 +a; 4 -a
;5 +a;6 -a;7 +a];>>
s1=pulstran(t-0.5,d1,’rectpuls’).*cos(2*pi*5*t) ;>> d2=[0 +a;1 -a;2 -a;3 +a; 4 +a;5
-a;6 -a;7 +a];>> s2=pulstran(t-0.5,d2,’rectpuls’).*sin(2*pi*5*t);>> plot(t,s1-s2) ;>> axis([0 8 -2 2]);>> text(0.3,1.5,’3\pi/4′) ;
text(1.3,1.5, ‘7\pi/4′) ; text(2.3,1.5,’5\pi/4′) ; text(3.3,1.5,’\pi/4’) ;
>> text(4.3,1.5, ‘3\pi/4’) ; text(5.3,1.5, ‘7\pi/4’) ;
text(6.3,1.5,’5\pi/4′) ; text(7.3,1.5,’\pi/4′) ;

星座圖,説一個座標,如高中單位圓,橫座標是I,縱座標是Q,相應於投影到I軸,叫分量,同理投影到Q軸叫正交分量。於信號幅度有,那麼有可能落單位圓之內。具體地説,64QAM,符號有64個,於26次方,因此每個符號需要6個二進制來代表夠。這64個符號落單位圓內,幅度和相位 落地方。從其中一個點跳到另一個點,意味着相位調製和幅度調製時完成了。”

還以發送數據是11例,接收數據誤判10和00概率要於誤判為01概率。11誤判10錯了1個比特,但11誤判00錯了2個比特。 綜上所述,信道條件下,採用00↔π/4、01↔3π/4、10↔5π/4、11↔7π/4映射關係QPSK調製誤比特率要於採用00↔π/4、01↔3π/4、11↔5π/4、10↔7π/4映射關係。 象00、01、11、10這樣,相鄰兩個碼之間只有1位數字編碼叫做格雷碼。QPSK調製中使用格雷碼。

注:前面講PSK調製(QPSK、8PSK),星座圖中點位於單位圓上,模(1),只有相位。而QAM調製星座圖中點位於單位圓上,而是分佈複平面範圍內,各點如果模,則相位不相同,如果相位模不相同。星座圖中點的分佈是有講究,分佈和映射關係應調製方案誤碼性能是,這裏展開去講。

要瞭解星座圖,我們瞭解調製基本概念。

1846年,人類電線傳送信號需要敷設一條海底電纜,預計信號電纜時變弱。認為加大發射功率,提高接收機靈可以解決問題。但完工後,接收機收到信號波形和發送完全相關,這個問題成了人們一個謎。

10年後,凱爾文 (Kelven)微分方程解決了這個問題。他闡明瞭這際上是一個頻率特性問題,通過信道時信號高頻成分衰減掉了。從此人們開始認識到,信道具有頻率特性,並不是信號中所有頻率成分能通過信道進行傳輸,因此提出了調製。這是原始信號不能大多數信道內直接傳輸,因此需要調製其變換成適於信道內傳輸信號。

調製定義是:輸入信號變換適合於通過信道傳輸波形,這一變換過程稱為調製。原始信號稱為調製信號,稱基帶信號;調製頻於運載原始信號,因此稱載波。

模擬調製和數字調製本質上是一,是需要傳遞信息通過變換過程即改變載波特徵參數而攜帶載波上。載波有三個特徵參數可以改變,即幅度、相位和頻率。這三個特徵參數進行改變稱調幅、調相和調頻。數字調製稱矢量調製,因為同時改變兩個以上參數,如幅度和相位。

信息論中,稱信道無差錯傳輸信息信息速率為信道容量,記為C。從信息論觀點,各種信道可概括兩大類:離散信道和信道。所謂離散信道輸入輸出信號是取值離散時間函數;而信道是指輸入和輸出信號是取值。這裏主要討論後者即調製信道,説概念角度考慮,我們討論信道信道容量。

1948年,香農(Shannon)提出了信息論,導出了香農公式。其結論:

,實現了信息速率傳送(即達到信道容量值)且能做到任意小差錯率通信系統,稱為理想通信系統。香農證明瞭理想通信系統“存在性”,沒有指出實現方法。數字調製技術是現系統容量手段。一方面寬帶調製使B增大,不僅增加系統容量,而且提高抗幹擾能力;另一方面數字調製和編碼結合提供處理增益,使每個用户需要S/N下降,使通信容量增大。通信系統模擬系統轉向數字系統,其中一個根本原因於系統抗噪聲性能。

通信系統模擬系統轉向數字系統,其中一個根本原因於系統抗噪聲性能

• 模擬調製信號基於波形信號傳輸,需完成對信號變化過程描述和檢測,其載波特徵參數變化有無窮多狀態,任何狀態變化過程中誤差會造成信息損失,通信質量完全取決於S/N。

• 數字調製信號基於離散狀態傳輸,只需完成離散時間點信號狀態控制和判決,其載波變化狀態是和離散,非狀態誤差會造成信息損失。因此數字調製信號可以承受噪聲。

如前所述,模擬調製信號和數字調製信號唯一區別是載波狀態改變是(多)還是離散(個)。傳統時域和頻域表示上看,兩種調製是相似。

模擬調製中應調幅 (AM)、調頻 (FM)和調相 (PM),數字調製中分稱幅移鍵控 (ASK)、頻移鍵控 (FSK)和相移鍵控 (PSK)。

而數字調製中常用正交幅度調製 (QAM)是典型矢量調製,同時改變載波幅度和相位。

任何調製方案有它優點和,帶寬和成本是主要問題。

例如,我們選擇複雜調製制式得到噪聲抗擾度時,它佔用多信道空間,從而限制了信道上用户數。選擇帶寬能兼顧信號信息和抗擾度。一些案例中,補償噪聲或信道噪聲,我們可能需要發送功率。如果設計,過功率會使放大器進入非線性區,造成輸出信號失真。或者附加功率造成對其它信道幹擾。

調製方案複雜,實現,工程要求會多,從而增加了成本。

數字調製技術效率和抗幹擾性提高是實現無線數據傳輸關鍵。現在主要通信系統模擬調製轉入數字調製體制,模擬調幅 (AM)和調頻/調相 (FM/PM)轉到數字調製技術。

另外,轉變含義於信息使用方式變化,所有這些變化意味着系統複雜性增加,因此需要相應測試能力來適應通信系統變化趨勢。

近年來,主要發展趨勢是數字調製,包括:

許多無線系統中複雜問題是需要考慮多址。多址是無線通信系統區分用户方式。模擬系統中使用頻分複用FDMA (Frequency Division Multiple Access),而數字系統中主要使用兩個基本類型為時分多址TDMA (Time Division Multiple Access) 和碼分多址CDMA (Code Division Multiple Access)。TDMA系統增加了信號時變特性,而CDMA系統使信號表現為類噪聲特性,需要分析和測試方法。

無線數據通信發展,出現了複雜、調製效率和抗幹擾性調製方式,如UWB中採用正交頻分複用技術OFDM (Orthogonal Frequency Division Modulation)。

無線通信系統發展,全部商用通信系統模擬轉向數字,是德科技總結了以下幾點原因:

但是數字系統設計模擬系統,需要考慮多種因素折衷。這些折衷因素主要是系統信息帶寬可得到射頻帶寬限制折衷。抗噪聲性能以及電池供電時間;選用調製格式以使系統性能達到某種意義上優化。

帶寬效率描述一個調製體制帶寬內可容納數據能力。功率效率描述這個系統功率電平下可靠傳送信息能力。多數系統中,帶寬效率具有優先級。價格系統優先選擇中處於支配地位,要求價格無線電設備。過去犧牲功率和帶寬效率辦法來獲得價格無線電設備是可行,而現在可能,因為無線電頻譜變得。所以射頻通信設計中考慮這些參數折衷。推薦閲讀:

蜂窩移動通信發展,每十年完成一次標誌性技術革新,經歷了語音業務到寬帶數據業務飛躍式發展。

瞭解決模擬系統中存在根本性技術缺陷,1991年,第二代移動通信系統即數字移動通信技術應運而生。2G移動通信系統採用時分多址接入(TDMA)或者碼分多址接入(CDMA)技術,並採用數字調製技術。於2G移動通信系統傳輸語音和速率數據業務目的,因此稱帶數字通信系統。這一階段移動通信語音以及中數據業務主。

如今,大多數無線服務使用複雜載波調製方案。調製技術和元器件持續改進以及糾錯碼,促使信道容量接近香農定理設定基礎。那麼,

是一種需要傳送信號搬移到高頻載波,實現頻譜搬移過程。

需要傳送信號是基帶信號。開始是語音信號,現在是數字化各種數據,包括程序,圖片,語音,視頻。

調幅(AM) 可維持頻率和相位常數並縮放振幅(與音頻信號成正比)。情況下,音頻信號是正弦波,頻域圖看起來像三個音調 - 載波加上兩個旁波帶,調製速率區隔。調製顯示旁波帶靠近載波,而調製則顯示旁波帶離載波。

調頻可讓振幅維持恆定,並隨時間改變波形頻率(與音頻信號成正比)。如果音頻信號是正弦波,頻域中,調頻看起來像是信號載波加上調製相符旁波帶。您可以使用貝索(Bessel)函數來確認。記住,頻域中看起來可能與 AM 完全一樣。

相位調製PM 可讓振幅維持恆定,但相位改變波形。時域中,它看起來 FM 完全一樣。有時 FM 和 PM 稱為角度調製,因為時域中它們看來相似。頻域中,PM 看起來像是信號載波加上調製相符旁波帶。調頻,您可以使用貝索函數來確認這些旁波帶。推薦閲讀:

數字調製是無線、衞星和地面通信行業中使用一個術語,指數字狀態載波相位和/ 或幅度表示一種調製。雖然我們討論是數字調製,但是應記住這種調製並不是數字,而是模擬。調製是調製( 基帶) 信號幅度變化成比例地改變載波幅度、頻率或相位。參見圖7。數字調製中,基帶調製信號是數字式,而調製過程不是數字。

數字信號,只有種信息狀態信號。例如現在基本010101信號,只有0和1兩種狀態組合。

數字調製方式進化,提升數據傳輸速率方法!

讓每一個週期發送符號,包含多信息,換言之要求離散可選狀態點增多

基於應用,數字調製可以同時或改變幅度、頻率和相位。這類調製可以通過傳統模擬調製方案,例如幅度調製(AM)、頻率調製(FM) 或相位調製(PM) 來完成。不過實際系統中,使用矢量調製( 稱複數調製或I-Q 調製) 作為替代。

調製信號可以使用幅度和相位(矢量)極座標來表示。I/Q調製於頻譜效率,因而數字通信中得到採用。

I/Q 調製,即兩個正交信號(頻率,相位相差 90 °載波, Sin 和 Cos 表示)與 I(In-Phase,相分量)、Q(Quadrature Phase,正交分量)兩路信號進行載波調製後一起發射,從而提高了頻譜利用率。於儀表而言分為內調製和外調制。

矢量調製是一種調製方案,因為它可生成任意載波相位和幅度。這種調製方案中,基帶數字信息離成兩個獨立分量: I ( 相) 和Q ( 正交) 分量。這些I 和Q 分量隨後組合形成基帶調製信號。I 和Q 分量特性是它們是獨立分量( 正交)。在下面討論中你進一步瞭解 I 和 Q 分量,以及數字系統使用它們原因。

大多數數字通信系統中,載波頻率是,因此只需考慮相位和幅度。調製載波作相位和頻率參考,調製信號載波關係來解釋調製信號。相位和幅度可以作為 I-Q 平面中虛線點極座標圖或矢量座標圖中表示。參見圖13。I 代表相位( 相位參考) 分量,Q 代表正交( 與相位相差90 °) 分量。你可以相載波某幅度與正交載波某幅度做矢量加法運算,來表示這個點。這 I-Q 調製原理。

I/Q調製使用了兩個載波,一個是 (I) 分量,另一個是正交 (Q) 分量,兩者之間有90。相移(見圖12)。

載波放入到 I-Q 平面預先確定某個位置上,然後發射編碼信息。每個位置或狀態( 或某些系統中狀態間轉換) 代表某一個可接收機上解碼比特碼型。狀態或符號每個符號選擇計時瞬間( 接收機轉換信號時) I-Q 平面映射稱為星座圖。參見圖9。

一個符號號代表一組數字數據比特; 它們是代表數字消息代號。每個符號號包含比特數即每符號號比特數(bpsym) 調製格式決定。例如,二進制相移鍵控(BPSK) 使用1 bpsym,正交相移鍵控(QPSK) 使用2 bpsym,而8 相移鍵控(8PSK) 使用3 bpsym。理論上,星座圖每個狀態位置應當顯示單個點。但於系統會受到了各種損傷和噪聲影響,會引起這些狀態發生擴散( 每個狀態周圍有分散呈現)。

圖13 顯示了 16 QAM 格式(16 正交幅度度調製) 星座圖或狀態圖; 注意,此時有16 個可能狀態位置。該格式使用4 比特數據串, 編碼單個幅度度/ 相位狀態或符號號。產生這一調製格式,基於傳輸代碼,I 和Q 載波需採用4 個幅度度電平。

數字調製中,信號數量符號或狀態中移動。載波星座圖各點間移動速率稱為符號率。使用星座狀態,給定比特率所需符號率。符號率十分因為它代表了傳輸信號時需帶寬。符號號率,傳輸所需帶寬。例如,前面提到過16 QAM 格式使用每符號號 4 比特速率。如果無線傳輸速率16 Mbps,符號率= 16 (Mbps) 除以 4 比特即 4 MHz。此時提供符號號率是比特率四分之一和一個傳輸帶寬 ( 4 MHz 16 MHz)。關於數字調製多信息,參見本應用指南結尾處其它資源。

數字通信中,I/Q 調製編碼數字I 和Q 基帶信息放入載波中。參見圖14。I-Q 調製生成信號 I 和 Q 分量; 從上講,它是直角座標—極座標轉換硬件或軟件實現。

I-Q 調製接受 I 和Q 基帶信號作為輸入,並它們本地振盪器 (LO) 混合。注意,這個可能是數字( 軟件) LO。下面,I 和 Q 會上變頻到射頻載波頻率。I 幅度度信息調製載波生成相分量。Q 幅度度信息調製90° ( 直角) 相移載波生成正交分量。這兩種正交調製載波信號相加生成複合 I-Q 調製載波信號。I-Q 調製主要優勢是可以地將獨立信號分量合併個複合信號,隨後地這個複合信號分解獨立分量部分。

90° 分離信號彼此之間呈直角或正交關係。I 和 Q 信號正交關係意味着這兩個信號是獨立,它們是同一信號兩個獨立分量。雖然Q 輸入變化肯定會改變複合輸出信號,但會I 分量造成任何影響。地, I 輸入變化不會影響到Q 信號。

如圖15 所示,I/Q 解調是圖14 所示I1/Q 調製鏡像。I/Q 解調複合 I/Q 調製輸入信號中恢復原始I 和Q 基帶信號。

解調過程第一步是接收機 LO 鎖發射機載頻。正確地恢復 I 和 Q 基帶分量要接收機 LO 鎖發射機載波( 或混頻器 LO)。隨後,I/Q 調製載波相移 LO 和相移90° LO 混合,生成原始I 和Q 基帶信號或分量。矢量信號分析軟件中,使用數學方法實現90° 相移。

從上講,I/Q 解調過程極座標—直角座標轉換。如果沒有極座標—直角座標轉換,信息不能極座標格式上繪製並重解釋直角值。參見圖16。這種轉換I/Q 解調器所執行同相和正交混合過程完全一致。

矢量信號變化 I/Q 圖上可以幅度、相位、頻率或這些指標組合來表示。這些幅度和相位變化產生了調製格式。於數據是二進制傳輸,星座圖中點數 2 冪。

1. ASK(Amplitude Shift Keying)稱為幅移鍵控,指二進制幅移鍵控2ASK,對載波作幅度調製。當2ASK調製深度100%時,只有比特“1”有信號,比特“0”沒有信號,所以稱為On-Off Keying,簡稱OOK調製。OOK調製是一種ASK調製,調製後波形為射頻脈衝信號。

2. FSK(Frequency Shift Keying)稱為頻移鍵控,FSK包括2FSK、4FSK、8FSK、16FSK。

3. PSK(Phase Shift Keying)稱為相移鍵控,是主流數字調製方式,常用PSK調製方式包括BPSK、QPSK、OQPSK、8PSK。PSK調製是符號直接映射到IQ座標繫上,下圖出了幾組常用映射方式。

4. QAM(Quadrature Amplitude Modulation)稱為正交幅度調製,屬於階數字調製,一個符號攜帶多個bit信息,比如16/32/64/128/256/512/1024QAM,因此移動通信中常用。前面介紹PSK調製並會改變載波振幅,只是改變其相位,而QAM調製於調幅和調結合調製方式,不僅會改變載波振幅,會改變其相位。

星座圖展示了 QAM 格式可用符號。 16 QAM 格式例,每個符號表示着四個二進制位一種可能組合。於這四個二進制位來説,總共可能有 16個 組合。換言之,每個符號表示着四位。

提高數據帶寬,我們可以增加每個符號表示位數,這樣可以提高頻譜效率。不過,星座圖中符號數量增加,符號間距離開始變小。符號接近,因此受到噪聲和失影響,出現錯誤。圖19 展示了當16-QAM格式變為64-QAM格式時,符號密度增加。

通信系統基本調製方案中使用了三個主要變量。這些變量可以避免 I/Q 信號跡線通過零位(星座圖中心),從而功率效率上佔優勢。

OFDM 使用了多個重疊射頻載波。每個載波精心選擇頻率上工作(這個頻率其他載波正交),並且採用了並行子載波方案,因此這種傳輸方案能夠支持比特率。此外,OFDM 方案頻譜效率、靈活性和穩定度方面具有優勢。

例如,802.11 ax 發射機 EVM 標準要求1024 QAM EVM 達到 -35dB。 於設計驗證中使用信號發生器,其剩餘 EVM 本底應於 -45 dB。不過,生產測試中,EVM 性能於 -40 dB 己經好了。

I/Q 減損可能會您設計中突然出現。出現這種情況時,您需要這些減損,以便您設計進行強化測試,或信號路徑上時間和幅度變化予以補償。您信號發生器能鴝生成 I/Q 減損。使用下列 I/Q 調整來您需要減損。I/Q 調整使用情況影響彙總請參見表1。

I/Q調整之外,您可以向載波添加相位噪聲減損或 AM/FM 信號,或調製信號添加 AWGN 作為幹擾源,以便您進行設計驗證。

模擬調製中,載波參量改變是模擬信息。數字調製中,這些載波參數(幅度,頻率和相位)變化離散數字信號決定。這個意義上講,數字調製和模擬調製並無本質區。數字調製信號表示離散調製狀態,這些離散狀態矢量圖上稱為符號點 (symbol point),符號點組合稱為星座圖(constellation)。

星座圖展示了 QAM 格式可用符號。 16 QAM 格式例,每個符號表示着四個二進制位一種可能組合。於這四個二進制位來説,總共可能有16個組合。換言之,每個符號表示着四位。

提高數據帶寬,我們可以增加每個符號表示位數,這樣可以提高頻譜效率。不過,星座圖中符號數量增加,符號間距離開始變小。符號接近,因此受到噪聲和失影響,出現錯誤。下圖展示了當 16-QAM 格式變為 64-QAM 格式時,符號密度增加。

比特 Bit :是通信系統傳輸信息單位,指通信系統中傳輸有用信息。

比特率 Bit Rate :是比特傳輸速率,通信系統時間內信息傳輸速率,單位是比特/秒(bit/s)。

符號 Symbol :是信息調製載波離散狀態,矢量,是載波和調製方式聯繫一起概念。模擬調製可以説有符號,只是符號數量多,無法直接分析和觀察。因此只在數字調製中討論符號,其符號數目是個。符號並不是信息,但信息是通過數字調製映射載波狀態即符號來傳輸。

碼元速率或符號率 Symbol Rate :載波調製符號轉換速率,實際上是載波狀態變化速率。符號,相應信息傳輸速率,但信號中包含頻譜成分,佔用頻帶。單位是波特 (Baud)。

星座圖 Constellation:調製信號IQ平面上所有符號點組合。星座圖定義調製技術信號分佈調製數字比特之間映射關係。一種調製技術特性可信號分佈和映射完全定義,星座圖來完全定義。

矢量圖 Vector Diagram:調製信號符號點間變化過程描述。矢量圖不僅顯示星座點,而且顯示星座點之間轉換過程。

眼圖 Eye Diagram:檢查數字信號傳輸畸變一種形象直觀方法。它是解調後通濾波器輸出再生基帶信號,示波器上用位定時作為外時複掃描顯示波形。

其中,A代表信號幅度,是我們説信號電平。可以量度表徵它,如功率,電壓。Sin括號內是信號瞬時相位,它分為兩項,第一項是載波頻率fc決定相位,是單位時間相位變化;第二項是於零度起始相位j 。所以頻率瞬時相位表達式一部分,是相位變化速度。

• 極座標圖表示矢量參數是幅度和瞬時相位,表示AÐq

• I/Q直角座標圖表示矢量參數不是直接幅度和瞬時相位,而是它們投影I/Q直角座標軸上,採用 I 軸和Q軸投影分量來確定矢量

矢量來描述一個正弦波是。極座標中,矢量表示正弦波峯值電壓幅度於相位改變量關係。相位旋轉360度表示一個頻率週期。請注意,相向符號提供了一種表示正弦波相位隨時間變化方法。

圖中正弦波表示了一種信號幅度隨時間變化過程。矢量不能直接提供任何頻率信息。事實上,我們測量矢量於載波信號參考相位。這意味着,矢量頻率時會發生旋轉。

任何極座標圖中,如圖徑向變化意味着信號幅度改變,如圖角度變化意味着信號相位改變(且僅是相位發生變化)。極座標中,可以觀察各種信號:AM調製,PM調製,FM調製。記住,幅度和相位變化是於調製載波。

傳統時域和頻域可以直觀觀察調製信號,但無法調製參數進行深入分析和測量,所以引入了矢量描述方法。

1 第一個實例是調幅(AM)波。因為調幅波頻率是不變,射頻頻率載頻之間是不變,僅相差一個初相角。看起來是一條原點到某點之間直線。其信號幅度兩個圓點之間變化,其變化值單位園半徑信號調幅指數。

2 第二個實例是調角波,包括調頻波(FM)或調相波(PM)。因為調角波信號幅度是不變,圓週上某個相角處產生角度變化。看起來圓週上某一段弧線上變化。

3 實際上一個調幅信號相位不是不變,常伴小量希望相位變化,稱為寄生調頻或剩餘調頻(或調相)。一個調角信號幅度不是完全恆定,因為調角信號中存在寄生調幅。結果極座標圖中信號軌跡如圖三角形所示,它同時存在幅度與相位變化。

4 調幅或角系統產生這種寄生調製,會使調製信號產生失真。調幅信號直線軌跡變成了折線或曲線。若系統傳遞函數中存在滯後現象,直線可能變為環線狀。總之,這些失真會導致解調信號參數變化。

數字調製技術效率和抗幹擾性提高是實現無線數據傳輸關鍵。近年來,主要發展趨勢是數字調製,包括:QPSK(正交相移鍵控),FSK(頻移鍵控)和MSK(頻移鍵控),QAM(正交幅度調製)以及複雜、調製效率和抗幹擾性調製方式,如UWB中採用正交頻分複用技術OFDM (Orthogonal Frequency Division Modulation)。

全球範圍內正在興起數據中心建設熱潮,同時當今CPU 和內存可以確保非常低延,能幾分之一秒內掌握大量數據多台服務器上的分佈信息。其他基礎設施能否跟上這個步伐顯得。數據量飛速增長變成了一個挑戰。避免出現瓶頸,數據旅程每個階段需要提高比特率效率。

光數據傳輸最初像電子數據傳輸,採用了、因此成本數字編碼方案:歸零(RZ) 或非歸零(NRZ) 開關鍵控(OOK)。信號是理想1(通電)和0(斷電)矩形序列。但是傳輸速率達到40 Gbps 時,這一概念會遇到限制。

於40 和100 Gbps 時鐘速率,OOK 信號佔用帶寬變得50 GHz ITU 信道帶寬。如圖1 所示,頻譜擴大信道開始臨近信道重疊,信號波長濾波器整形,結果會產生串擾和調製信息質量下降。

出於這個原因,傳輸需要OOK 轉向更複雜調製方案,例如差分正交相移鍵控(DQPSK)。取決於符號時鐘速率,複合調製可以減少需要帶寬,支持50 GHz ITU信道規劃中實現數據傳輸速率。

這些概念還支持通過數字信號處理配合相干檢測,對色散(CD) 和偏振模色散(PMD)進行補償。

色散是於光波速度進行傳輸(取決於光波頻率和偏振狀態)而產生一種效應,它會導致脈衝變,如果進行補償可能會降低信號質量。光纖中色散問題。

複合調製方案使用光波所有參數(幅度和頻率或相位)進行信息編碼,可以改善頻譜效率。無線工程師多年來得益於這種方法,現在光通信工程師能使用這種方法。

使用相干檢測意味着,複合光調製需要採用PMD 補償器或色散補償光纖,會遇到這些元件所增加損耗和時延。

相干檢測之外,複合調製方案能其他傳輸方法結合使用,通過光纖鏈路地傳送數據信號。例如,偏振多路複(PDM) 中,第二個光波信號與第一個光波信號正交偏振,可承載獨立信息,並通過同一條光纖進行傳輸(見圖2)。這像增加了另一個信道一樣,無需使用第二條光纖可傳輸速度增加一倍。

圖3 顯示了這些技術組合是如何改善頻譜效率。底部是方案:OOK。使用正交相移鍵控(QPSK) 話,符號速率OOK ,而傳輸速率可以增加一倍,這是因為QPSK 中,一個符號可以編碼2個比特。通過PDM 還可以使傳輸速率增加一倍。

QPSK 加上PDM,可時間內(即時鐘速率下)傳送2 × 2 = 4 倍數量比特。後,使用脈衝成形濾波器可以進一步縮小佔用頻譜,50 GHz 信道中可達到100 Gbps 傳輸速率。

其他類型多路複(例如波分多路複(WDM))技術繼續使用。脈衝成形濾波器(可減少信號佔用帶寬)使用,使工具箱得到了進一步完善。

上個世紀40 年代,美國數學家和電子工程師克勞德‧香農(信息理論父)發現,任何通信信道內,能夠無誤地傳輸數據速度噪聲和帶寬有關。他這個比特率稱為“信道容量”,目前眾所周知“香農”。

其中 B 表示測得帶寬(Hz),S 表示接收信號平均功率(W),N 表示噪聲功率(W)。信道容量可以通過增加帶寬或優化信噪比(SNR = S/N) 來增加。

實際上,該定理給出了理論上最大值,但有説哪種信號概念可以讓我們接近這一。

SNR 是基本限制因數。無論現在是未來,它需要優化,因為當數據速率超過100 Gbps 時,距離通信需要信噪比性能才能給定帶寬內達到香農。

Ellis、Zhao 和Cotter 採用了實例參數來傳輸和檢測類型有關信息頻譜密度C/B(圖4)。於非線性傳輸,信息頻譜密度會發射功率譜密度無限增長。於功率放大器和效應以及光纖本身非線性效應,信息頻譜密度有一個最大值。這傳輸介質是完全線性時情況。

圖 4. 與偏振有關預期信息頻譜密度限制示例。(A. D. Ellis、J. Zhao 和 D. Cotter,《接近非線性香農》,Journal of Lightwave Technology,第28 期,第4 號,2010 年2 月15 日)

此圖地説,OOK 採用直接檢測只能從幅度提取信息,信息頻譜密度上無法複合調製信號相干檢測相提並論。毫無疑問,類型複合調製您接近頻譜效率香農程度有着根本性影響。

下面,我們來瞭解編碼和調製方案基礎知識。

應雲革命和洶湧而來數據浪潮,業界採用開/關鍵控(OOK) 技術來通過現有光纖基礎設施傳輸比特。例如,業界採用WDM 提高了單根光纖傳輸比特數,同時它於複合調製信號傳輸。

現在,偏振多路複(PDM) 可以讓容量。WDM 和PDM 之外,通過複合調製可以一個信號狀態(表示“符號”)內多個比特進行編碼。

複合傳輸這一領域展現出潛力。複合傳輸不是發送二進制數據流,而是多個比特編碼成一個符號,然後發送這些符號數據流。圖5 顯示了2 個比特編碼成1 個符號示例。通過這種方式,帶寬可以傳輸兩倍數據量。

圖5. 編碼概念:使用符號表示比特串,這裏一個字母符號表示2 個比特

,這一知識,我們可以想出多種方案,使用單個符號定義多比特,使數據速率能發送0 和1 數據串OOK 多倍。

OOK 中,方法基本上是:當激光源開啓時,表示“1”;當激光源關閉時,表示“0”。換句話説,當光幅度超過某個水平時,表示“1”;當光幅度於這個水平時,表示“0”。不過,於光波不僅是幅度一個參數所定義,因此我們可以採用其他方法,利用光波各種來信息進行編碼。

圖6 所示電磁波電場數學描述,電磁波中包含兩個偏振分量Ex 和Ey。這些正交分量PDM 中用作兩個信道來發送獨立信號。WDM 中,頻率ω 用作信道,這些頻率/波長上進行獨立數據傳送。現在於複合調製方案來説,幅度E 之外,光波相位Ф 可以調製於定義上述符號。

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【數位訊號調變】FSK_ASK_PSK_QAM 的IQ星座圖

如何理解I/Q信號、星座圖和符號?

調製光波電場可以I/Q 圖中的複數平面來描述。這裏,I 是同相或實部,Q 是正交或虛部,如圖7 所示(去波時間和空間依賴性後,於一個偏振面)。符號應於圖(稱為“星座圖”)上一個點(稱為“星座點”),極座標中I 和Q 值通過幅度E 和相位φ 定義。星座點對應是符號時鐘時間,稱為“檢測決策點”。

圖8. 4 個符號/星座點,一個符號編碼 2 個比特(正交相移鍵控(QPSK))

圖8 顯示了正交相移鍵控(QPSK) 中4 個符號星座點。QPSK 是一種複合調製類型,使用4 個符號每2 個比特進行編碼。星座點位於半徑E 圓上。這意味着符號只是相位(相鄰兩點相位差π/2),幅度是。時域中,4 個符號可使用幅度、相位兩個波形組合來表示。

傳統OOK 可用星座圖表示。於信息只能通過幅度來編碼,所以比特值1 可能半徑(= 幅度)E 圓上任意點(見圖9)。

圖9. QPSK 調製 OOK 星座圖; OOK 中,相位是。

下面我們介紹幾種調製方案並加以比,幫助您選擇方案。

我們現在使用兩種速度。第一種是每秒比特數單位比特率 ftx,稱 為“傳輸速率”。第二種是符號率 S,表示每秒傳輸符號數,單位波特。它因此通 稱為“波特率”。

圖 10 是 QPSK 公式。 如果信號偏振複,那麼這個結果要除以 2。一個 100-Gbps QPSK 信號例,符號率 S = (100 Gbps) / (2 比特/符號 ) / ( 2 偏振 ) = 25 Gbaud。光佔 帶寬是 25 GHz。

因此,複合調製信號所需帶寬並取決於數據速率,而是符號率有關。這意味着, 給定 數 據 速率編入單個符號中比特數目,光佔用帶寬 會 。換句話 説, 符號速率不變時,可以通過增加每個符號比特數同時保持佔用光學帶寬來提高數 據速率(圖 11)。這項技術於提高頻譜效率。

圖 11. 通過增加單個符號中編入比特數,可以提高數據速率。符號率是恆定值,所需光帶寬保持不變。 狹義上講,任何情況下,單個符號中編入多比特調製方案會是正確選擇。 佔用帶寬以外, 還 應考慮適用範圍、 技術可行性、 現有基礎設施。 現代 DSP ASICS 通過可配置調製制式來支持數據速率,每個符號具有比特數, 並各自吞吐量和覆蓋要求優化頻譜效率。

相移鍵控方案幅度是恆定,只需關注相位信息。像 WDM 和偏振多路複 (PDM) 這 樣傳統技術可任意相移鍵控編碼方案配合使用,獲得額外數據傳輸能力。 多路複技術定義了於傳輸相位調製信號多個信道(圖 12)。

BPSK 之處是每個符號表示 1 , 這一點 OOK , 因此合用於 100 Gbps 及數據速率應用。BPSK 於 OOK 劣勢是它確定信號相位。需要採用更複雜、方法 ;相干檢測是關鍵。於 OOK,光電二極管可以 檢測出承載信息幅度。這稱為“直接檢測”。

避免進行相干檢測,需要對 BPSK 進行修改。於 DPSK 信號, π 相位變化表示 0,而不是相位 π。如果一個比特到下一個比特相位沒有發生 改變,可以稱 1。接收機一側,數據流分成兩個流,兩個流之間有一個 比特週期時延。兩個數據流混合一起(參見圖 14),能生成一個信號,光電探測 器可以直接檢測到該信號。這種混合信號強度。

與 OOK 類似,DPSK 每個符號中有 1 比特,因而適合數據速率應用。但於 數據速率為 40Gbps 距離和超長距離應用,DPSK 不失一種選擇。

前面中我們講到,QPSK 1 個符號表示 2 個比特。4 個星 座點相位相差 π/2,而幅度是恆定值(參見圖 8)。於 OOK 和 BPSK,QPSK 可 帶寬不變情況下讓數據速率,這意味着,它能夠一半帶寬上提供原有數據 速率。QPSK 於 100 Gbps 數據速率。信號相位檢測要求使用相干技術。

為避免接收機端上 QPSK 出現由光纖引起相移所造成 相位現象,正如 BPSK 一樣,可採用另一種 QPSK 制式 :DQPSK。使用傳輸符 號間相移來表示信息。4 個可能相移值為:0、-π/2、π/2 或 π。 與 OOK 和 BPSK 相比,保持帶寬不變同時,數據速率可以。或者説,它能一半 帶寬保持數據速率。

DQPSK BER 於 QPSK,但離差 (dispersion) 程度。

與 OOK 和 DPSK 類似, DQPSK 信號可直接檢測。

幅移鍵控和相移鍵控方案中,信息同時相位和幅度中編碼。傳統技術(例如多路複) 可用於進一步增加單位時間內傳輸數據量(圖 15)。

使用 QAM 調製方案可以讓數據速率達到 400 Gbps 或。QAM 信號調製和解調複雜,要其他制式成本要。換句話説,階 QAM 星座點 PSK(例如 BPSK 或 8-PSK)分散。它們受到噪聲和失影響,BER 會降低。

2n -QAM 方案中,2n 星座點表示每個符號有一組 n 比特,分佈正方形點陣(參 見圖 16)。2-QAM(階 QAM)每符號有 1 比特。對應 1 和 0 兩個星座點之間, 幅度保持不變,但存在 π 相位差。因此,2-QAM BPSK 是同一個方案。地, 4-QAM 從概念上講於 QPSK,但兩者星座圖是。,這裏只有 1個幅度值, 4 個星座點之間相位差為 π/2。8-QAM 可能有 2 個幅度值和 4 個相差 π/2 相位值,它們 定義了星座點,每個點表示 3 個比特。

其他 2n -QAM 方案(n 是奇數)中,使星座點呈現正方形點陣分佈(圖 17 比)。 這會 BER 性能帶來負面影響 ;實際上,8-QAM 方案並實用。相反,16-QAM 頻譜 效率是 8-QAM 兩倍,且 BER 增幅,因而受歡迎。

每個符號表示 4 比特。16 個星座點呈現正方形點陣分佈(參見圖 18)。它們 是格雷碼,相鄰兩個星座點之間變化只有 1 比特。於噪聲影響,某個測點錯 誤地分配鄰近點,比特誤碼率保持:1 個錯誤比特。

APSK 中,一如其名,幅度和相位調製。與 QAM 是, 它星座點分佈 I/Q 平面中同心圓上。 這個概念引入到衞星系統(射頻功率放大器具有非線性特性)。因此需要一個能夠 非線性放大調製方案(包含幅度),以便鬆地這種非線性。

圖 19 對比了16-QAM 和 16-APSK 星座圖,其中 16-QAM 有 3 個幅度,而 16-APSK 有 2 個。32-QAM 有 5 個幅度,而 32-APSK 有 3 個。注意:QAM 振鈴間距是勻, 有振鈴間距,從而加劇了非線性補償難度。

光纖中,APSK 可應用到非線性噪聲場景中,於改善非線性光纖特徵容忍度。當 數據速率高達 400 Gbps 及以上時,16-QAM 星座點間,實施且光信噪比性 能更佳,因而是首選方案。

“DCI 使用相干光技術可以單條光纖線路上傳輸太比特級信息,並且能地滿足增長數據需求。”

“分析下行和上行DOCSIS 3.1和4.0信號,並得出信號質量參數,如MER、BER、星座圖和IQ誤差圖。”

地使用現有帶寬資源,我們認識到,複合調製信號時域中擴展,符號可能會重疊,這種情況稱為碼間幹擾 (ISI)。ISI 會導致接收機對信號解讀出錯。頻域中,我們需要注意避免相鄰信道之間出現幹擾。數據速率達到400 Gbps 和 1 Tbps 時,幹擾問題變得。

我們詳細介紹了消除幹擾效應需各種條件,並描述了用於帶寬和信號隔離濾波技術。

瑞典工程師 Harry Nyquist 20 世紀 20 年代説過,消除 ISI,脈衝響應 h(t) 需要時域中滿足以下要求:( H. Nyquist:《電報傳輸理論中幾個主題》,Trans. AIEE,第 47 期,第 617-644 頁,1928 年 4 月)

於所有整數n ,TS 是相鄰脈衝脈衝間隔。

圖 20 中使用了一個滿足 sinc (t) 脈衝條件信號來闡述這一準則帶來影響:脈衝重疊,但只有採樣符號會採樣時刻 tk 造成響應。其他符號此時零。通過這種方式,我們避免了 ISI 效應帶來信號衰減和誤碼。

圖 20 右側顯示了脈衝響應傅立葉變換 (FT)。可以看出,矩形頻率窗口內頻率響應能夠滿足奈奎斯特 ISI 準則 :

這意味着,諧波(頻率奈奎斯特頻率 FS 整數倍分量)加總一個恆定值,適應無 ISI 頻段。奈奎斯特頻率 FS 是丟失信息前提下信號進行編碼需帶寬。

如上所述,sinc 信號適合用於預防 ISI,但它實用,因為它會時間上無限延長。此,我們需要使用脈衝響應 (FIR) 濾波器時域中截取這個信號。一個階數 R FIR 濾波器應着 R+1 採樣點,隨後歸零。濾波器輸出 y[n] 卷積考慮過去採樣點 x[n-i],因此可以進行過濾。

離散時間 FIR 濾波器輸出 y[n] 輸入 x[n] 有關係,如下所示 :

其中,bi 是濾波器係數。

為避免產生混疊,脈衝整形 FIR 濾波器 q = 2 係數進行過採樣。換言之, TS 內有 1 個採樣點。由此,脈衝形狀可接收機端,且會丟失高頻分量。

圖 21 所示以濾波器階數 R 濾波 sinc 脈衝濾波器結果, q = 2 係數進行過採樣。功率譜是正弦脈衝矩形頻譜矩形窗口正弦形光譜卷積產生。

圖 21. 使用階數 R FIR 濾波器截取 sinc 信號:採用線性和對數標度功率譜進行傅立葉變換後時域波形 (R. Schmogrow M. Winter,M. Meyer, D. Hillerkuss,S. Wolf, B. Baeuerle,A. Ludwig,B. Nebendahl, S. Ben-Ezra,J. Meyer,M. Dreschmann,M. Huebner,J. Becker,C. Koos,W. Freude 和 J. Leuthold : 《超過 100 Gb/s 奎斯特脈衝生成及其與 OFDM 關係》,Optics Express,第 20 (1) 期, 第 317 – 337 頁,2012 年 1 月)

第一行中,濾波器階數 16,信號跨越了 8 TS。 FFT 中,可以看到時間窗口產生了失真。大部分功率位於奈奎斯特頻段 (-0.5 FS 0.5 FS),但有一部分位於頻段外。 功率譜圖譜形式顯示諧波。

設濾波器長度增加一倍 (R = 32),信號能夠地適應帶寬,但會出現振鈴。當 R = 1024 時,頻譜;振鈴沿上可見,功率譜顯示出帶外成分。是,濾波器階數 R ,濾波器設計的複雜程度。因此,希望採用滿足要求階 R。

獲得帶外抑制和無振鈴頻譜,升餘弦濾波器是備選方案。脈衝響應取決於滾降因數α(0 1 之間任意值):

升餘弦濾波器能滿足奈奎斯特 ISI 準則,即,只有經採樣符號會信號造成響應。 採樣點上其他符號零。與 sinc 整形脈衝相比,升餘弦信號要求帶寬。

頻率響應中它表示,於任何 α 值,曲線 ±FS /2 同一點上交叉,這是脈衝速率一半。如前所述,這個是奈奎斯特頻率——丟失信息前提下進行數據傳輸所需帶寬。除此之外,當α = 1 時,沒有振鈴,但頻譜會適應帶寬。

當α = 0 時,情況相反:頻率響應帶寬範圍內矩形(上的過沖是數學效應,稱吉伯斯現象,沒有任何實際影響)。然而,時域信號顯示出更多振鈴。

採樣點上,只有採樣符號會信號造成響應,但為什麼振鈴會是問題?實際上, 我們只在理想瞬間採樣時,其他符號零,因此振鈴成為問題。實際條件下,接收機可能這個點上進行採樣,因此信號解讀時會有部分 ISI 產生誤差。

,時域中帶寬限制和振鈴抑制之間需要進行權衡。於每一個光纖應用,選擇足夠 α 值時要加以權衡。

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通信裏星座圖到底是什麼意思啊?

星座圖通信原理

使用滾降係數α = 1 升餘弦濾波器,頻譜會變 ;會看到旁瓣。眼圖中,眼圖張開度。星座點。這是帶寬系統典型特徵。接收機端的檢測帶寬會降低,由此減少了噪聲。

滾降係數α = 0.35 時,頻一步減少,星座點大小隨降低。星座點轉換開始顯示很多過沖。這是因為當帶寬降低時,符號間跳變時間會延長,體現星座圖中星座點之間存在跳變曲線。眼圖閉合,採樣時間變得。

α = 0.05 時可以得到矩形頻譜。星座點之間跳變顯示了大的過沖。完全 閉合眼圖表明,採樣點精確調整,以免產生誤差。

瞭解脈衝整形濾波器帶來頻譜效率提升,我們其應用正交頻分複用 (OFDM) 所產生效應進行。圖 24 描述了OFDM原理,奈奎斯特制式類似。

OFDM 中,頻率子頻譜是 sinc 形狀。提高頻譜效率,子頻譜會重疊,但於它們存在正交性( π/2 倍數位移),因此它們彼此間會形成幹擾。時域中,符號是時間窗口中具有等距載頻 fn 正弦曲線總和。本例中,單個信道 4 個頻率上有 4 個子載波。進行反向傅立葉變換 (IFFT) 後,橘色跡線相移了π。

左上角是星座圖和時域波形。圖中有 15 個子載波和 2 個導頻,我們可以看到頻率頻譜和急劇滾降。

通過增加子載波數目,頻譜變得扁平,2 個導頻向中心移動。基線上,可以看到頻譜子載波數目的增加而趨向於矩形。

奈奎斯特脈衝整形相比,它是如何提高頻譜效率?圖 26 中,奈奎斯特濾波器長度R(過採樣係數 q 選定 2)上繪製了歸一化頻譜效率 (SE),與 OFDM 子載波數目 N 進行。

歸一化峯功率 (PAPR) 揭示了兩者程度上具有類特性。OFDM 時域波形 PAPR 。出現這種現象原因是, OFDM 中,信號會呈現出高於平均功率值一些峯值。由此,OFDM 電路和測試儀器需要動態範圍,避免限制功率電平而引起失真。

為止,我們反覆提到了進行更複雜數據傳輸需滿技術要求。

只考慮光幅度作為信息載體 OOK 中,通過使用光波相位來編碼數據,可以實現可能性, 這種方法會帶來技術挑戰。

傳輸 OOK 信號時,只需要電信號直接調製激光源。得到光信號具有二進制強度。但如果需要對相位進行調製,這類低成本方法實現。

構建相位調製器時,我們可以藉助晶體(例如鈮酸鋰)折射率n 受局域電場強度影響“電應”。這種現象稱為“電應”。

這種效應相位調製有何幫助?假設 n 場有關係,那麼光晶體內傳播速度和波長場有關係。因此,如果晶體應用電壓,那麼穿過晶體光波減小,並且可以通過選擇電壓來控制出射光相位(參見圖 27)。

圖 27. 施加電壓 U ,光晶體內傳播速度。這種現象可用於控制輸出光相位。

Mach-Zehnder 調製器電應一個應用實例。一個光束一分二,其中一束或兩束類似上述相移鈮酸鋰元件完成相位調製。兩個信號之間存在相位差 ΔΦ,該值取決於兩個信號路徑之間電壓差 ΔU。因此,兩個調製信號組合時,ΔU 可以確定信號是相長干涉或者相消干涉。

圖 28 方框圖顯示了發射光功率與 ΔU 之間週期關係。半波電壓 Uπ 是完成功率傳輸相變 π 需要電壓,表示調製器 0 功率和 100% 輸入功率傳輸之間電壓差。

圖 28. Mach-Zehnder 調製器發射功率電壓差之間週期關係,其中 Uπ 是 0 與 100% 功率傳輸之間電壓差。

Mach-Zehnder 調製器相移效應可以使用 IQ 圖來描述。圖 29 是一個正弦波示例,具有恆定幅度,相位 Φ = 0。信號分離後,每個分支上只有一半功率。 紫色示例中,調製器支路沒有施加任何電壓,因此兩個支路(假設長度相等)信號相位保持不變。這樣組合得到正弦波具有與之前一樣幅度。

紅色示例中,信號下分支上經歷了π ⁄2 相移,而上分支上經歷了 3π ⁄2 相移。深灰色示例之相反。兩個示例點是 :兩個支路信號合成時,光信號會產生相消干涉,即兩個矢量相加零矢量。因此,紅色和深灰色示例中,調製器輸出端有信號。

灰色示例中,Mach-Zehnder 調製器電壓進行了調整,使得信號兩個分支上相位偏移 π。如果疊加這兩個信號,會產生相長干涉。所生成正弦波信號原始振幅偏移 Φ = π。

如何採用了QPSK 調製發射機設置中使用 Mach-Zehnder 調製器?圖 30 是發射機設置方框圖,並介紹了QPSK 調製原理。

QPSK 調製 1 個符號中編碼 2 個比特,因此傳輸速率 OOK 一倍。4 個符號 IQ 圖中表現處於同一個圓 4 個星座點,這意味着我們一個振幅上處理信號。這些點之間間隔 π ⁄2。

發射機中,電比特流去多路複器分信號 I 和 Q 部分。這兩個部分可以直接 對 Mach-Zehnder 調製器支路激光信號相位進行調製。使用另一台 Mach-Zehnder調製器調製下方支路(Q 支路)信號,實現 π⁄2 相移。兩個支路信號組合後,得到圖 30 下方所示 QPSK 信號。

如果需要實施 16-QAM 階調製方案,發射機設置提供幅度電相位,這進一步增加發射機的複雜程度。16-QAM 調製要求每個符號編入 4 個比特,因此需要兩個光功率電平。多種調製方案可以滿足要求,這些方案之處於其模塊化水平以及電域或光域調製性能。圖 31 是四種實施方案。

圖 31. 於 QPSK 以外調製制式(例如 16-QAM)發射機。實際應用中,使用右下角電路

左上角是一個分立元器件構成發射機。光信號進行數模轉換 (DAC)。 BERT 例,四個輸出通道用來生成每個符號 4 個比特,四個電壓驅動兩個 Mach-Zehnder 調製器。激光源及隨後分路器提供兩個光信號,光信號通過 Mach-Zehnder 干涉儀完成調製。 下方支路中,光衰減器可以獲得第二光幅度。於下方支路,上方支路中第二台 Mach-Zehnder 調製器信號執行相移。兩個支路信號組合,可以得到 16-QAM光信號(即幹擾信號)。這個電路缺點是使用多個價格高昂 Mach-Zehnder 調製器。此外,鈮酸鋰器件保持恆定工作温度,確保精準相位控制。這是一個挑戰。

See how 5G simulation software and measurement tools from Keysight help Eridan MIRACLE SM3 delivered a 14-bits/symbol, 16K QAM signal with a SNR of more than 40 dB.

我們剛剛説瞭複雜光調製方案發射機體系結構影響。接收機方面需要概念,這並奇。

如果Mach-Zehnder 干涉儀集成到一個光學芯片上,那麼可以控制相位,如圖31 右上方示例所示。這裏,分支1 和2 發射QPSK 信號。兩個分支幹擾結果是16-QAM 信號,如圖32 所示。這種方法缺點是這種芯片沒有上市。

圖32.16-QAM 調製兩個並行步驟:對其中一條支路上淺灰色QPSK 信號進行調製,其另一條支路上QPSK 信號卷積,生成紅色16-QAM 星座點。

圖31 左下方顯示是兩個電域進行數模轉換設計。標準碼型發生器可用於創建4 位序列。信號I 分量輸入上方兩個支路,其中一個支路衰減器提供第二幅度電平。下方兩個支路具有情況,其中信號Q 分量保持原始值。合路器後,兩個電信號可以控制Mach-Zehnder 調製器中光信號。該方法缺點於:於包含眾多元器件,電路複雜,而且缺乏靈活性。於電壓分辨率不足以支持兩個以上幅度電平,因此這種方法實現64-QAM 階調製方案。

圖31 右下角示例是方案。實際上,這是使用發射機實施。信號任意波形發生器進行調製,然後驅動Mach-Zehnder 干涉儀。使用這種方法可以生成電平。使用這種光發射機可以實現16-QAM 複雜調製方案。

OOK 中,可以通過光電二極管鬆檢測信號,光電二極管將光功率轉換電流 IPhoto。光電二極管生成光電流 IPhoto 光信號 S 及軛複數 S* 乘積直接成正比。圖 33 公式顯示,運算結果包含幅度 AS,IPhoto 會提供關於角頻率 ωs 和相位 Фs 任何信息。因此,右側時域圖 QPSK 信號地左側 IQ 圖直接映射。唯一能夠確定是,下方通過“零”曲線表示 4 個星座點對角轉換,而中間曲線表示外轉換。通過“1” 信號表示相位不變情況,意味着符號後面跟是同一個符號。

圖 33. 應用直接探測方法時,光電流 I Photo 僅提供光幅度信息。

明確識別符號轉換,我們需要採用複雜方法,檢測包括相位信息內電場。

當代光纖通信系統工作波長接近外光波,典型波長 1550 nm,對應頻率接近200 THz,這增加了光信號探測的複雜程度。並且,電場時間和空間變化速度於幅度,現有 MHz GHz 工作頻率電子設備滿足任務要求。

圖 34 所示一個基本信號探測設置,生成參考信號 R 理想單色激光源稱為 “本地振盪器”。

圖 34. 將信號 S 參考信號 R 混合,可以測量相位差。與參考信號混合 QPSK 信號。 注意 :我們只能檢測相位差,頻率表現線性相位隨時間發生變化。

應用光合成器疊加關注信號 S 和參考信號 R,然後使用光電二極管探測疊加信號。 IPhoto 兩個信號和 (R+S) 及其複軛 (R+S)* 乘積成正比。圖 34 中等式表明,結果相位差為 ΔФ = ФS – ФR,頻率 Δω = ωS – ωR。現在,從 ΔФ 可以推導出 ФS 隨時間演變。

選擇接近 ωS 參考頻率 ωR,如此,Δω 足夠小,可以通過電子方式進行處理。

相位相關項稱外差項或拍頻項,是兩個信號混合或“拍頻”結果。

公式中包括一個平方幅度項,該項相位進行調製且幅度保持不變, QPSK調製情況下,會產生任何影響。

圖 2下方是無參考信號時結果視圖。如前所述,視圖僅包含 AS2 項。

如果添加參考信號於信號本身,拍頻項會相移 AR2。計算無相移拍頻項。

如圖 35 所示,可以使用接收機來抑制所有其他與相位無關項。待測信號 S 和參考 信號 R 2×2 光合成器(光纖或空間光耦合器)一條支路疊加,並另一條支路 相減。使用光電二極管探測生成信號,並且應用兩個光電流差值。圖 3 給出的公式中,我們可以看到所有其他項都抵消,只餘下拍頻項。

圖 35. 使用接收機時,只有拍頻項保持雙倍強度。注意 :檢測使得信號加倍並消除信號 功率和參考,但我們可以看到相位和幅度乘積

恢復幅度和相位,相干接收機應 (I) 分量和正交 (Q) 分量作為兩個輸出信號提供。此,我們需要第二個探測器。單個本地振盪器可為兩者提供參考信號,但相移幅度 π/2,才能獲得 Q 分量。圖 36 是一個於 QPSK 信號探測設置,稱為“IQ 解調器”。

圖 36. IQ 解調器可以提供兩個同時包括幅度和相位信息獨立測量。注意 :通過添加第二個探測器, 我們可以進行兩次獨立測量,其中包括我們現在可以恢復信號幅度和相位

該設置適用於分複相干信號。並且,相干信號僅混合具有檢波器端偏振狀態本地振盪器信號分量。

雙偏振方面,解調器概念需要進一步發展。基本原則保持不變:偏振分束器後放置兩個 IQ 解調器於 x 偏振和 y 偏振。僅使用一個本地振盪器所有分路提供參考信號。

參見圖37 中方框圖。有四個輸出信號用來分辨 I 座標和 Q 座標,每個偏振方向對應一個信號。公式中上標指數 h 和 v 表示信號於接收機偏振參考幀水平和垂直偏振狀態。偏分體系結構能夠確保所有信號本地振盪器混合,無需考慮偏振輸入狀態。該結構因此得到了應用,包括採用雙偏振信號。

到目前為止,我們本地振盪器頻率 ωR(該頻率於信號頻率 ωS)接收機進行了研究。此類接收機稱外差接收機。

零差接收機中,本地振盪器頻率載波信號。優勢:上述各項頻率相關。

圖 38 量化分析了零差接收機和外差接收機需要電帶寬。零差接收機中,本地振盪器信號頻率,因此零差探測需電帶寬是信號光帶寬一半。外差接收機中,本地振盪器信號間存在,因此需要電帶寬。

要恢復相位信息,本地振盪器不可或缺。我們可以信號自身副本來覆蓋信號。這樣能得到參考信號,其中 ωR = ωS。

有人會質疑該方法效果,因為這樣可能無法提供相位信息。但是,零差方法實用,因為它可以檢測相位隨時間變化。因此,如果信號分成兩部分並且使用時延信號副本作為參考信號來進行覆蓋,那麼可以獲得相位變化信息。

該測量方法優勢於,外部本地振盪器和載波激光頻率波動(相比碼率)速度導致精度下降會測量產生影響。

此類接收機設置稱為時延線干涉儀。圖 39 是一個時延線干涉儀,包括信號 S(t) 和時延了 T 信號 S (t+T)。

這個公式表明,結果取決於原始信號其時延副本之間相位差餘弦。考慮到函數週期性,我們只能確定 0 和 π 之間相位差,以及信號延時 T 載波週期 2π/ωS 整數倍。這些數據足以探測 BPSK 信號,但測量 QPSK 及階調製方案相位恢復時間,增加另外一個時延線干涉儀,這個干涉儀相其他時延線干涉儀相移了π/2,覆蓋 0 到 2π 相位範圍。

圖 40 是添加了另一台時延線干涉儀用於接收兩個獨立 I 和 Q 分量電路。測量 Q1 – Q2,同時 I1 – I2 保持不變。

延線干涉儀外差接收機類,擴展後可用於偏振型測量。

使用時延線干涉儀話,無需使用外部本地振盪器。因此,我們可以避免振盪器帶來相位噪聲,所需處理信號。然而,該方法存在,因此我們選擇外差接收機。

,沒有時鐘數據恢復 (CDR) 功能條件下使用時延線干涉儀測量相位隨時間變化,時延和採樣週期需要於符號週期,而當前碼率會帶來可能克服挑戰。另外,測量低功率信號時,功率參考信號和傳輸鏈路噪聲累積會降低測量靈。於應用採樣技術設置,測量時間延長,並且需要使用觸發。是,零差接收機靈活性。

數字調製“星座圖”來描述,星座圖中定義了一種調製技術兩個基本參數:(1)信號分佈;(2)調製數字比特之間映射關係。星座圖中規定了星座點傳輸比特間對應關係,這種關係稱“映射”,一種調製技術特性可信號分佈和映射完全定義,星座圖來完全定義。

星座圖,是指信號矢量端點的分佈圖。星座圖於判斷調製方式誤碼率有效用。

星座圖,是指信號矢量端點的分佈圖。星座圖於判斷調製方式誤碼率有效用。

,信號矢量端點的分佈圖稱星座圖。星座圖於判斷調製方式誤碼率有效用。

數字通信領域中,數位訊號複平面上表示,直觀表示信號以及信號之間關係。這種圖示星座圖。

四相相移鍵控信號,具有一系列優點,目前套用於無線通信中,成為現代通信中一種十分調製解調方式。

數位通訊領域中,數位訊號複平面上表示,直觀表示訊號以及訊號之間關係。這種圖示星座圖。

數位訊號之所以能夠複平面上點表示,是因為數位訊號本身有著複數表達形式。雖然訊號需要調變到頻率載波上傳輸,但是檢測是基帶上進行。因此調變帶通數位訊號s(t)可以其等效通形式

s

l

(
t
)

{\displaystyle s_{l}(t)}

表示。來説,等效通訊號是複數,即

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